优化模拟信号链：设计细节与潜在挑战

【导读】用于测量模拟量的信号链通常给工程师带来严峻的设计挑战。即使是带有电阻传感器和模数数据采集系统的简单信号链也涉及多个复杂因素，在进行有效测量之前必须处理这些因素。

用于测量模拟量的信号链通常给工程师带来严峻的设计挑战。即使是带有电阻传感器和模数数据采集系统的简单信号链也涉及多个复杂因素，在进行有效测量之前必须处理这些因素。

当系统使用不同的传感器时，这些因素的管理就更加复杂。本文通过不同类型的电阻传感器的插图讨论了开发人员为实现测量而需要解决的不同问题。

在抽象层面上，所有使用电阻传感器的系统中的模拟信号链或多或少类似于图 1所示。

图 1：基本模拟信号链

尽管所有信号链在块级别上看起来都相同，但每个块的参数将根据许多因素而有所不同。这些因素中重要的是要考虑的是物理量单位变化时传感器两端电阻的变化（以及电压的变化）、传感器与测量系统的距离（即由于导线电阻引起的测量误差）、系统的精度、干扰类型和所需的精度。

这些因素决定了所需的激励类型、传感器与测量电路的连接方式、预处理电路和 ADC 所需的增益、所需滤波器的类型及其截止频率以及分辨率和ADC的输入范围。

让我们从热敏电阻开始，研究不同的传感器以及使用它们时与模拟信号链相关的主要限制。热敏电阻在整个温度范围内呈现极非线性。电阻随温度的变化是复杂的非线性函数：

1/T = A + B ln(R) + C (ln(R)) 3

其中 T 是温度，R 是电阻。 A、B 和 C 是热敏电阻特定的常数。

由于方程的算术复杂性，可能不建议在微控制器中实现它。因此，实现此计算的一般方法是使用电阻和相应温度值的查找表。然后使用分段算术计算温度。

虽然增益变化和偏移可能会导致测量误差，但这些误差对于基于热敏电阻的温度传感器的精度要求来说太小了。增益变化和偏移将在本文后面的 RTD 部分中讨论。

考虑到电阻的测量，可以有多种直接测量的方式，如图2所示。

图 2(a)、2(b)、2(c)：电阻测量拓扑

图 2(a) 所示的拓扑使用电压 DAC 来激励电阻分压器。电路中的一个电阻是传感器本身，另一个电阻是已知值的参考电阻。这种拓扑结构可以工作；然而，单端测量有一些缺点。其中之一是传感器附近的 Vss 与 ADC 的实际内部 Vss 之间的接地偏移，这将导致偏移。

另一方面，如图 2(b) 所示，当 ADC 的 –ve 输入靠近电阻分接时，模拟地和 ADC 的地相同。由于差分线在传感器之前会彼此靠近运行，因此一根线上的任何拾取都会在另一根上复制。当使用差分测量结构测量时，该信号会被抵消，因为它是共模信号。该图中需要注意的另一点是，在测量 Rsensor 两端的电压时，+ve 输入在传感器本身附近分接。这可确保测量不会因导线电阻而产生误差。

图 2(c) 显示了使用电流 DAC 来激励传感器的拓扑。传感器两端测量的电压将提供其电阻的准确测量。就所需外部组件的数量而言，电流激励是拓扑。它不需要任何参考电阻。然而，为了校准系统的增益误差，需要一个外部电阻。请注意，对于那些不需要非常高精度的应用，不需要增益误差补偿，因此不需要外部参考电阻。

电阻温度检测器 (RTD )

RTD（电阻温度检测器）在 0 o C时的电阻 约为 100 欧姆，温度每变化一度，都会导致接近 0.385 欧姆的变化。由于 RTD 的电阻较低 ，因此导线电阻的影响对其精度起着重要作用。

RTD 使用恒流源进行激励。 RTD 两端的电压可以使用 3 线法或 4 线法进行测量，具体取决于从测量系统到 RTD 的并行布线数量。由于 RTD 安装在远离测量系统的位置，因此 3 线法或 4 线法可以测量 RTD 两端的电压。由于电线成本，通常优选电线测量方法。图 3 显示了用于 3 线测量的 RTD 接口图。

图 3：3 线 RTD 测量

在图 3 中，当在个通道上测量电压时，它不仅仅是 RTD 两端的电压。事实上，它是在 RTD 上测量的压降以及 IDAC 和 RTD 之间的线电阻。由导线电阻引起的误差可以通过多种方式处理。一种方法是手动测量电线的电阻，然后将其存储为常数。每次进行测量时，都可以减去该电阻。

另一种方法是测量 RTD 正极端子与 DAC 输出引脚之间的压降。如果电线规格相同，则它们将具有相同的电阻，并且可以从传感器上测量的电压中减去上一步中测量的电压。然而，如果导线不对称，仍然可能存在一些误差。此外，此方法将消耗一个额外的引脚来将 DAC 的输出引脚连接到 ADC 输入。

图 4：4 线 RTD 测量

为了实现测量，如图 4所示的 4 线配置。负输入和正输入均从靠近 RTD 的位置分接，从而消除了因导线电阻而产生的误差。在设计 RTD 信号链时，该链的输入阻抗需要非常高，以保持输入电流可以忽略不计。如果 ADC 的输入阻抗较低，则应在连接 ADC 之前将信号馈送到缓冲器。

如前所述，系统中会存在随温度变化的偏移。可以使用相关双采样 (CDS) 消除随温度和低频噪声变化的失调/失调漂移。使用 CDS，首先测量零参考偏移（为了测量它，两个输入都短路），然后测量传感器两端的电压。在图 3 和图 4 中，为了测量零参考信号，ADC 连接到通道 1。

当测量传感器两端的电压时，它将包括实际的热电偶电压、偏移和噪声（公式 1）。在图 3 和图 4 中，它是在通道 0 上测量的电压。

V R_Signal = V RTD + V N + V偏移    （等式 1）

零参考读数由公式 2给出。

V Zero_Ref = V N + V偏移           （等式 2）

相对于当前零参考测量的先前零参考样本由等式3给出。

V Zero_ref_Prev = (V N + V offset ) ×   Z -1       (Eq. 3)

那么，传感器上的当前电压测量值与之前的零参考信号之间的差值由等式 4给出。

V信号= (V RTD + V N + V偏移) – (V N + V偏移) × Z -1     (公式 4)

V信号 = V RTD – (V N + V偏移) × (1-1/Z)(Eq.5)

由于连续样本的偏移量相当恒定，因此公式 5 将得出公式 6。

V信号 = V RTD – V N ×(1-1/Z)(方程 6)

使用双线性变换，Z = (1 + sT/2)/(1-sT)，其中 T 为 1/fsample，方程 6 可写为方程 7。

V信号= V RTD – V N × (2s/(s+ 2f样本)(Eq. 7)

如果我们分析方程 7，它是高通响应。另一方面，ADC 具有低通响应。这有助于降低系统的整体噪音。此外，查看图 4 中所示的拓扑，很明显系统的精度完全取决于 IDAC 的精度。如果 IDAC 偏差 5%，那么计算也会偏差 5%。

这是测量中的增益误差项，对于大多数系统来说是不可接受的。还有其他因素会导致增益误差，其中 ADC 及其参考精度是首要原因。如果 ADC 的参考精度仅为 1%，则使用 ADC 进行的所有测量都会遭受 1% 的增益误差。由于我们在这里测量温度，因此漂移问题可能会带来更深层次的问题。

避免这些不同增益误差影响的方法是根据更准确的参数参考所有测量结果。 0.1% 电阻可用于此目的。图 5 显示了校准电阻的连接拓扑。

　图 5：具有增益误差补偿的 4 线 RTD 测量

电流首先通过参考电阻并测量电压，从而测量其电阻。这种测量很容易出现前面讨论的增益误差。然而，在下一步中，相同的电流通过 RTD，并使用相同的设置测量其两端的电压。两个 ADC 测量值的比率消除了由于 RTD 的电阻测量是参考参考电阻器而产生的任何增益误差。系统的精度现在基于所使用的参考电阻的精度/容差。

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