iwatt兼容传统前后切相式调光器的LED数字控制器

针对LED照明市场的发展，多家IC制造商推出了应用于调光LED灯具的驱动方案。本文介绍的iW3610是兼容传统前后切相式调光器的数字控制器，可自动识别切相调光器，配合不同的工作模式，使整个系统始终工作在优化状态。

智能数字调光控制器iW3610 iWatt公司推出的数字调光控制芯片采用高精度的初级恒流控制方式，无需光藕合器和元件繁多的次级反馈控制元件；功率转化操作频率高达200kHz，利于小体积高功率密度设计；特有的斩波式调光器的检测技术，也改善了功率因数和谐波电流；输出纹波电流小，优化了LED的发光效率；内置多重保护，外置NTC的程序化过温保护。 iW3610的斩波电路就是针对可控硅和场效应管调光器的特性而设计。如图4所示，RcLcQcD1D2组成的电路既可以使调光器稳定工作，又可以通过Boost电路改善功率因数，IC内部的数字电路通过检测电压的变化率判断切相信号的类别，从而智能化判断其所配合的调光器。

 

图1

当iW3610检测到可控硅切相的调光信号后，将工作在前沿切相模式。如图5所示，当可控硅关断时，IC的Output_TR是高电位，使MOSFET导通，相当于把BLEEDER电阻连接在调光器的输出端，因为BLEEDER的阻抗大小与常规的钨丝灯相当；当可控硅导通时，Ouput_TR会输出一组高频的控制信号，斩波电路工作在高频开关状态，斩波电路从输入端吸取较多的电流，以维持可控硅工作；吸取的能量大部分通过Boost电路传递给初级电容。IC针对不同的输入切相信号调整斩波电路的工作时间，避免了可控硅的多次导通。
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图2

当iW3610检测到场效应三极管调光器时会工作在后沿切相模式。如图6所示，当调光器内部的场效应三极管导通时，IC的Output_TR给出的是一组高频控制脉冲信号，斩波电路工作在Boost状态，当IC检测到调光器内的场效应三极管截止时，Output_TR会跳变成高电平信号，斩波电路中的Qc导通，LED驱动呈低输入阻抗以还原交流输入的切相波形。

图3

当IC检测到输入的电压是完整的交流信号，没有接调光器时，它会选择高功率因数模式。iWatt特有的固定VinTon控制方式[u1]既可以确保Boost电路输出电压不会失控，又能尽量拓展输入电流的导通角度，提高功率因数。

因此，针对不同输入电压不同输出功率的驱动设计要求，只需合理地设置斩波电路中Rc阻值和Qc的电感量，就可以得到优化的驱动设计，既能满足切相检测，又能改善驱动的功率因数，减少输入电流的谐波。因为BLEEDER电阻是动态导通，而且，Boost电路的加入把大部分的能量传递给初级电容，减少了损耗，因此整个驱动能保持很高的转化效率。

 iW3610将相位检测和调光控制通过数字控制的方式整合在IC内部，检测到的切相信号在IC内部就转化成调光控制信号，去控制输出部分的反激变换器，与iWatt的精准的初级恒流控制技术完美结合，LED的电流就受控于输入电压的切相信号了。

当然，为了迎合LED照明产品的需求，iW3610也具备了更多新的控制性能。它支持高达200KHz的工作频率，可使设计人员更容易研发高功率密度的LED驱动，满足灯具小型化的趋势；波谷导通的准谐振(Quasi-resonant)模式也可以尽可能提高效率，简化EMI对策，其特有的自适应过温保护控制方式更受LED应用工程师青睐。

由于LED自身的特点，在高温下，系统的可靠性和使用寿命都很难得到保障，因而合适的过温保护方式在LED应用中尤其重要。很多客户都希望在内部温度达到一定的高温时，驱动能自动限制输出功率，使灯的温度不会继续上升，而能继续工作，并且保持在安全使用的状态下。用户一般不会觉察到亮度的缓慢变化，但在有异常情况发生时，如果灯内部的温度持续上升到一个较高的温度，影响安全时，还是希望能明确提示使用者，该灯出现故障了。

 iW3610就是通过简单的NTC保护电路实现了复杂的可程序化保护。NTC接在IC的第四引脚上，具体设计应用时可以将NTC放置在温度较高的元件旁，例如变压器或MOSFET。假设设计者选用47K的NTC做过温保护。当NTC检测到温度达到105℃时，其阻值会变化为4K左右，这时候，IC第四引脚上的电压会变成0.4V，因为IC内部有个100UA的恒流源，IC检测到这个变化后，输出电流会进入线性降压模式，不同的温度对应不同的VT引脚控制电压，不同的控制电压对应不同的输出电流。如果温度继续上升到一个较高的温度时，当VT引脚上的电压低于0.3V时，控制器会将输出锁定为10%，这样输出功率就很小，因而不会再有过温的问题了。当内部温度下降到一定值，回到安全的温度范围内时，LED灯的输出功率就会缓慢恢复，这种恢复也有一定的迟滞。 典型应用案例分析。

图4

图4是一个7W调光方案线路图。iWatt方案实现初级恒流控制，其恒流控制精度达5%。反激式变换器中的电流信号是三角波，三角波电流有效值是峰值电流的1/2再乘以占空比。初级侧电流与次级侧峰值的比值就是变压器圈比。

图5

iWatt的恒流控制方式就是通过检测初级侧电流的峰值、工作频率，检测变压器的磁复位时间来获取输出电流的大小，从而控制Isense基准电压。

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图6

设计步骤 1) 设定Vin的电阻。(图4中R7/R8的阻值) Vin电阻有多重作用，用于起机，用于检测输入电压的高低以判断相位。iW3610内部默认一个系数KVin，高压输入时为0.0043，低压时为0.0086。根据这个比值，在一个120V输入的设计中，RVin推荐为290~300KΩ；高压230V输入时，RVin电阻应该是560~600KΩ。 2) 确定BLEEDER电阻。 BLEEDER电阻的大小与调光的性能、效率、功率因数有关。经过确认，我们推荐选用以下的设置： Vin100~120Vac：270~390Ω Vin220~240Vac：470~560Ω 该电阻需要2W的额定功率。 3) 选择斩波电路的电感Qc-L3。 L3的大小与效率、功率因数和EMI有关。电感越小，功率因数越高；功率因数过高，对效率和EMI也有影响。一般情况下，对于5~6W的设计，功率因数可达到0.8~0.9。 变压器设计 变压器的选择与功率大小、驱动的体积大小有关；与期望的效率和成本也有关。一般情况下，功率越大，体积越大；同样的功率，体积越大，磁芯的结构越复杂，效率越高，当然成本也越高。合适的磁芯可以使变压器漏感小，线圈结构优化。

图7

确定变压器大小之后，再考虑变压器的圈数和圈比。圈比与输出功率输出电流大小有关。还要综合考虑输出整流管的大小、其反向耐电压的高低，并且要预留一定的余量。一般情况下，圈比越小，次级侧二极管

里流过的电流峰值越小，但是它所承受的反向电压越高。 在确定变压器初级绕组的圈数和电感时，要考虑变压器工作的最大磁通量，一般在250mT到320mT之间。如果太高，可能会饱和；如果太低，则磁芯利用率太低。工作频率与效率EMI的关系比较紧密，一般情况下，如果频率低一些，EMI对策会相对容易；高压输入时，若频率较低，则效率会高一些，因为高电压输入时开关损耗较大。 确定了变压器之后接就是确定电流取样电阻，根据iWatt初级恒流控制原理，可以得出以下计算公式：

图8

确定VCC绕组的圈数和电压反馈电阻的大小。推荐将VCC设定在12~15V之间，根据输出电压的高低和VCC的范围，就可以计算确定VCC绕组的圈数。 然后确定反馈电阻，在正常工作的条件下，把Vsense电压设定在1.3~1.4V，不要高于1.538V，这时还要考虑过压保护(OVP)的大小。当Vsense电压达到1.7V左右时，会产生过压保护，IC将锁定不工作。关断输入电压，IC复位之后，则又可以重新启动。

图9

本文小结 在隔离驱动应用愈来愈成为LED主流设计的趋势下，iW3610的应用优势尤为突出，适合灯内置驱动的要求。驱动隔离的设计可以节约灯具系统的隔离成本，优化LED的散热性能。整个设计的元件数量不多；体积可以小至内置于E27/E26灯头的球炮或PAR灯内；效率高，5W设计中效率大于80%，10W设计中效率大于85%；功率因数满足能源之星的要求；调光范围100%~1%，可支持欧美市场上的主流调光器。