如何在运放的电路设计中保证可靠的低噪声

物理过程的现实使我们无法获得具有完美精度、零噪声、无穷大开环增益、转换速率和增益带宽乘积的理想运放。但是，我们期待一代又一代连续面市的放大器可比前一代的放大器更好。那么，低1/f噪声运放的下一步会怎么样呢?

一款新型放大器LT6018才对LT1028的地位提出了挑战。LT6018的0.1Hz至10Hz输入电压噪声为30nVP-P，并具有一个1Hz的1/f拐角频率，但是其宽带噪声为1.2nV/√Hz。结果是，LT6018是适合较低频率应用的较低噪声选择，而LT1028则可为很多宽带应用提供更好的性能，如图1所示。

图1：LT1028和LT6018积分电压噪声

嘈杂的噪声令人苦恼，但是，与针对某个给定频段选择具最低电压噪声密度(en)的放大器相比，设计低噪声电路要复杂得多。如图2所示，其他噪声源开始起作用，不相干噪声源以平方根之和组合起来。

图2：运放电路噪声源

首先，把电阻器看作是噪声源。电阻器天生具有与电阻值的平方根成比例的噪声。在300K的温度下，任何电阻器的电压噪声密度为en=0.13√RnV/√Hz。该噪声也可被视为一种诺顿(Norton)等效电流噪声：in=en/R=0.13/√RnA/√Hz。因此，电阻器具有一个17zeptoWatts的噪声功率。优良的运放将具有低于该值的噪声功率。例如：LT6018的噪声功率(在1kHz频率下测量)约为1zeptoWatt。

在图2的运放电路中，源电阻、增益电阻器和反馈电阻器(分别为RS、R1和R2)均为产生电路噪声的因素。当计算噪声时，电压噪声密度中使用的“√Hz”会引起混淆。但是，加在一起的是噪声功率，而不是噪声电压。因此，如需计算电阻器或运放的积分电压噪声，应把电压噪声密度与频段内赫兹数的平方根相乘。例如，一个100Ω电阻器在1MHz带宽内具有1.3μVRMS的噪声(0.13nV/√Ω*√100Ω*√1,000,000Hz)。对于采用一阶滤波器(而不是砖墙式滤波器)的电路，带宽将乘以1.57以捕获较高带宽范围内的噪声。如欲以“峰至峰值”而非“RMS值”来表达噪声，则应乘以一个因子6(而不是对于正弦波信号所采用的2.8)。考虑到这些因素，在采用一个简单的1MHz低通滤波器时该100Ω电阻器的噪声接近于9.8μVP-P。

另外，运放还具有由流入和流出每个输入的电流引起的输入电流噪声(in-和in+)。这些与它们流入的电阻(就in-来说为R1与R2的并联电阻，而就in+而言则为R1与RS的并联电阻)相乘，凭借欧姆定律的“魔力”产生了电压噪声。往放大器里面看(图3)，该电流噪声是由多个噪声源组成的。

图3：一个运放差分对中的相干和不相干噪声源

就宽带噪声而论，两个输入晶体管均具有与其基极相关联的点噪声(ini-和ini+)，这些点噪声是不相干的。来自位于输入对尾部之电流源的噪声(int)还产生了在两个输入之间划分的相干噪声(在每个输入中为int/2β)。如果两个输入上承载的电阻相等，则每个输入上的相干电压噪声也是相等的，并且抵消(根据放大器的共模抑制能力)，因而留下的主要是不相干噪声。这在产品手册中被列为平衡电流噪声。如果两个输入上的电阻极大地失配，则相干和不相干噪声分量保留，而且电压噪声以平方根之和相加。这在有些产品手册中列为不平衡噪声电流。